場(chǎng)效應(yīng)功放電路
場(chǎng)效應(yīng)管具有輸入阻抗高、頻率特性好、穩(wěn)定性好(無二次擊穿現(xiàn)象)
場(chǎng)效應(yīng)管功放電路 自制的場(chǎng)效應(yīng)功放電路圖
低噪聲、低失真等特點(diǎn)，已被廣泛地應(yīng)用在音響電路中，用VMOS功率場(chǎng)效應(yīng)管制成的功放，音色優(yōu)美，音色比雙極型晶體管功放暖，與電子管功放相似，失真小且制作容易，因此很受音響愛好者的喜愛。［]能擁有自制的高品質(zhì)功放更是很多發(fā)燒友的夢(mèng)想，因?yàn)樽约簞?dòng)手制作功放。
下面介紹一款簡潔易制的場(chǎng)效應(yīng)管功放電路。
如圖所示(圖中只畫出一個(gè)聲道)。為減小失真，輸入級(jí)采用差動(dòng)放大電路。V1用對(duì)管2SC1583，穩(wěn)定性和對(duì)稱性好；V2接成恒流源，為本級(jí)提供穩(wěn)定的靜態(tài)工作電流，采用恒流源作差動(dòng)放大器的射極電阻，可提高差動(dòng)放大器的共模抑制比和動(dòng)態(tài)范圍，從而進(jìn)一步改善失真。c1為輸入耦合電容，R1、c2構(gòu)成低通濾波器，阻止前級(jí)的超音頻干擾信號(hào)竄入功放；R2決定了功放的輸入阻抗。合形式，是從成本上考慮的。若全用場(chǎng)效應(yīng)管，效果更好。
各管的射(陰)極都加有本級(jí)電流負(fù)反饋電阻，起穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)的作用。有利于改善失真。整機(jī)負(fù)反饋則由R18、R19、C6、C7組成，總增益約為26．8dB。C7是隔直電容，使前后級(jí)形成直流全負(fù)反饋，保證輸出中點(diǎn)靜態(tài)零電位。
c3、c6是為了抑制高頻自激振蕩而設(shè)置。放大器的電壓增益大部分由V3獲得，而c3可產(chǎn)生高頻負(fù)反饋，降低放大器的高頻增益，破壞高頻自激的幅度條件。但c3又使高頻相位 更加滯后，所以在反饋回路中加入C6，進(jìn)行相位超前補(bǔ)償，破壞高頻自激的相位條件。
C5、R17組成相移校正電路，使負(fù)載近于純電阻。防止高頻自激。由于揚(yáng)聲器阻抗中的電感分量在高頻時(shí)明顯增加，使放大器的負(fù)載呈電感性，引起輸電流滯后于輸m電 壓。若放大器的高頻增益較高，還容易產(chǎn)生高頻自激振蕩。
R13、R14串接在柵極是防止VMOS管產(chǎn)生高頻自激。(]由于柵極的高阻抗，加上接線及分布電容、電感和柵極分布電容的影響，VMOS管在工作中可會(huì)出現(xiàn)高頻自激振蕩。解決V3為第二級(jí)電壓放大管，V5接成恒流源，為本級(jí)提供穩(wěn)的靜態(tài)工作電流和高的負(fù)載阻抗，由于V5的存在，v3的壓增益大為提高，這樣，就不必用自舉電路。
V4、VR和R9接在V3、V5集電極之間構(gòu)成Vbe擴(kuò)大電，調(diào)節(jié)VR可改變末級(jí)大功率管的靜態(tài)工作電流。V4還起度補(bǔ)償作用，當(dāng)功率管的溫度升高時(shí)，V4的發(fā)射結(jié)壓降小，于是V4的集電極一發(fā)射極電壓也降低，從而降低了功管的靜態(tài)電流，作用與二極管相似，但比二極管更靈，安裝時(shí)應(yīng)與功率管一起裝在散熱器上，電氣上要絕。
V6一V9等組成輸出級(jí)，采用雙極型晶體管與場(chǎng)效應(yīng)管混的辦法是加入阻尼電阻，即在柵極串接一只電阻(一般不超過1kQ)。
二、用場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成的功放電路
本文介紹了一款采用場(chǎng)效應(yīng)管做前級(jí)放大制作的功率放大器，音響效果很理想。()由于該功放的后級(jí)電路是一個(gè)直流耦合的電路，各級(jí)工作點(diǎn)的選擇，尤其第一級(jí)場(chǎng)效應(yīng)管的工作點(diǎn)的選擇，將對(duì)電路的性能有較大的影響，因此本文著重?cái)⑹鲭娐穮?shù)的計(jì)算及調(diào)試。
1．電路原理
電路主要由兩級(jí)差動(dòng)放大及三級(jí)射極跟隨電路組成，如圖1所示。N溝道場(chǎng)效應(yīng)管VT1、VT2構(gòu)成第一級(jí)共源差動(dòng)放大器，而VT3、VT4分別又與VT1、VT2構(gòu)成共柵共源電路。眾所周知差動(dòng)放大器具有共模抑制比高、失調(diào)和漂移小的優(yōu)良性能。而在共柵共源電路中，后級(jí)的輸入電阻就是前級(jí)的負(fù)載電阻，由于共柵電路的輸入電阻較小，使前級(jí)共源極的電壓增益變小，但組合電路的電壓增益主要由共柵極決定，輸出電阻則主要由共柵極決定。因?yàn)榍凹?jí)共源極的電壓增益變小，所以特別適宜于高頻工作。R3、VT5、R4構(gòu)成1mA的恒流源，此電流在VD3、R7上產(chǎn)生22V的電壓，從而使VT3、VT4的柵極電壓穩(wěn)定在22V。由于柵源極間電壓很小，VT3、VT4．的源極電壓即VT1、VT2的漏源電壓就穩(wěn)定在22V。VT3、VT4的漏源電壓也穩(wěn)定在約22V。對(duì)直流而言VT3、VT4的柵極電位為22V，對(duì)交流而言VT3、VT4的柵極電位為0V，因此為共柵電路。R11、VT6構(gòu)成第一級(jí)差動(dòng)電路的恒流源，其作用是提高交流阻抗，提高共模抑制比。R5、C2是相位補(bǔ)償元件，用于防止高頻振蕩。 VT8、VT9構(gòu)成第二級(jí)差動(dòng)電路，VT7為其恒流源。VT0、VT11為比例式鏡像恒流源電路，VT11的集電極電流與VT10電流之比等于R22／R23，由于R22=R23，因此差動(dòng)電流兩臂的電流是相等的。
VT12、VT13為末三級(jí)射極跟隨電路提供合適的工作電流點(diǎn)。
在輸入信號(hào)為正時(shí)，R29、R30的中點(diǎn)以及輸出O點(diǎn)電位為正，因此均可作為VT1、VT2差動(dòng)級(jí)的負(fù)反饋電壓。R38、C9構(gòu)成低通濾波器，角頻率為1Hz時(shí)增益即下降到1／根號(hào)2。集成電路TL072構(gòu)成輸出點(diǎn)直流穩(wěn)零跟隨器，其輸出Uo與其輸入U(xiǎn)i的關(guān)系為Uo=Ui+1／T∫Uidt，即Uo為Ui的比例積分，Uo作用于VT1、VT2差動(dòng)級(jí)負(fù)反饋，能使O點(diǎn)直流電位為士10mV以下。在開環(huán)增益足夠大的情況下，整個(gè)后級(jí)電路的閉環(huán)電壓增益等于R14／R12。
場(chǎng)效應(yīng)管放大電路的靜態(tài)分析
根據(jù)偏置電路形式，場(chǎng)效應(yīng)管放大電路的直流通路分為自給偏壓電路和分壓式偏置電路。
一、自給偏壓電路
用N溝道結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管組成的自給偏壓電路如圖Z0217所示。
自給偏壓原理：在正常工作范圍內(nèi)，場(chǎng)效應(yīng)管的柵極幾乎不取電流，IG= 0，所以，UG = 0，當(dāng)有IS = ID流過RS時(shí)，
必然會(huì)產(chǎn)生一個(gè)電壓Us＝IsRs＝IdRs，從而有
UGS = UG- US= - IDRS
依靠場(chǎng)效應(yīng)管自身的電流ID 產(chǎn)生了柵極所需的負(fù)偏壓，故稱為自給偏壓。
為了減小RS對(duì)放大倍數(shù)的影響，在RS 兩端并聯(lián)了一個(gè)旁路電容 Cs。
估算靜態(tài)工作點(diǎn),由圖Z0217所示電路的直流通路可得：
UGS = UG- US= - IDRSGS0223
UDS = ED - ID（RS + Rd） GS0224
結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性可近似表示為：
式中IDSS為飽和漏電流，VP為夾斷電壓。
聯(lián)立求解GS0223～GS0225各式，便可求得靜態(tài)工作點(diǎn)Q（ID，UGS，UDS）。
二、分壓式偏置電路
由于參數(shù)IDSS ，VP 等與溫度有關(guān)，因此，場(chǎng)效應(yīng)管放大電路也要設(shè)法穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)。
實(shí)際上，自給偏壓電路就具有一定的穩(wěn)定Q點(diǎn)的能力。例如：溫度升高使ID增加時(shí)，US也隨之增加，從而使UGS 更負(fù)，反過來又抑制了ID的增大。但如果對(duì)溫度穩(wěn)定性要求更高時(shí)，單純靠增大RS來穩(wěn)定Q點(diǎn)，勢(shì)必會(huì)導(dǎo)致Au下降，甚至產(chǎn)生嚴(yán)重的非線性失真。圖Z0218所示的分壓式偏置電路，通過R1與R2分壓，給柵極一個(gè)固定的IE電壓，這樣就可以把RS選的比較大，而Q點(diǎn)又不致于過低。圖中Rg的主要作用是增大輸入電阻，進(jìn)一步減小柵極電流。
對(duì)分壓式偏置電路，在確定靜悉工作點(diǎn)時(shí)，同樣可用圖解法和計(jì)算法。與自給偏壓電路不同之處是UG≠0。只需將柵源回路直流負(fù)載線方程改為：
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