MOSFET非常重要的一項(xiàng)應(yīng)用是開關(guān)電源，本文以德州儀器發(fā)布的《MOSFET和IGBT柵極驅(qū)動(dòng)器電路的基本原理》為例，介紹MOSFET晶體管開通動(dòng)作的4個(gè)階段，包括開通及關(guān)斷過程，柵極驅(qū)動(dòng)損耗和開關(guān)損耗，以及影響開關(guān)性能的源極電感、漏極電感兩個(gè)寄生元件的形成機(jī)理。
為了更好地理解開關(guān)過程，電路的寄生電感將被忽略。稍后將單獨(dú)分析它對(duì)基本操作的相應(yīng)影響。此外，以下描述涉及到箝位電感式開關(guān)，因?yàn)殚_關(guān)模式電源中所用的大多數(shù)MOSFET晶體管和高速柵極驅(qū)動(dòng)電路都工作在該工作模式下。
簡(jiǎn)化的電感式開關(guān)模型圖
在簡(jiǎn)化的MOSFET箝位電感式開關(guān)模型中，直流電流源代表電感器，在短暫的開關(guān)切換期間電流可以認(rèn)為是常數(shù)。二極管在MOSFET關(guān)斷時(shí)提供一條電流路徑，并將器件的漏極箝位到由電池表示的輸出電壓。
開通過程
MOSFET晶體管的開通動(dòng)作可分4個(gè)階段。
第一步，器件的輸入電容從0V充電至VTH。
MOSFET開通階段圖
在此期間，大部分柵極電流用于對(duì)CGS電容器充電，少量電流也會(huì)流經(jīng)CGD電容器。隨著柵極端子電壓升高，CGD電容器的電壓將略有下降。這個(gè)期間稱為開通延時(shí)，因?yàn)槠骷穆O電流和漏極電壓保持不變。
柵極充電至閥值電平后，MOSFET就能載流了。在第二個(gè)階段中，柵極電平從閥值VTH升高到米勒平坦電平VGS,Miller。當(dāng)電流與柵極電壓成正比時(shí)，這是器件的線性工作區(qū)。在柵極側(cè)，就像在第一階段中那樣，電流流入CGS和CGD電容器中，并且VGS電壓升高。在器件的輸出端，漏極電流升高，同時(shí)漏源電壓保持之前的電平(VDS,off)。在所有電流傳輸?shù)組OSFET中并且二極管完全關(guān)斷能夠阻止其PN結(jié)上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。
進(jìn)入開通過程第三階段后，柵極已充電至足夠電壓(VGS, Miller)，可以承載完整的負(fù)載電流且整流器二極管關(guān)斷。此時(shí)，允許漏極電壓下降。當(dāng)器件上的漏極電壓下降時(shí)，柵源極電壓保持穩(wěn)定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域。驅(qū)動(dòng)器提供的所有柵極電流都被轉(zhuǎn)移，從而對(duì)CGD電容器充電，以便在漏源極端子上實(shí)現(xiàn)快速的電壓變化。現(xiàn)在，器件的漏極電流受到外部電路（這是直流電流源）的限制，因此保持恒定。
開通過程的最后一步是通過施加更高的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，充分增強(qiáng)MOSFET的導(dǎo)通通道。VGS的最終幅值決定了開通期間器件的最終導(dǎo)通電阻。所以，在第四階段中，VGS從VGS,Miller上升至最終值VDRV。這通過對(duì)CGS和CGD電容器充電來實(shí)現(xiàn)，因此現(xiàn)在柵極電流在兩個(gè)組件之間分流。當(dāng)這些電容器充電時(shí)，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導(dǎo)通電阻下降，漏源電壓略有下降。
關(guān)斷過程
MOSFET晶體管的關(guān)斷過程說明基本上與上文所述的開通過程相反。開始時(shí)VGS等于VDRV，器件中的電流是由IDC表示的滿負(fù)載電流。漏源電壓由IDC和MOSFET的RDS(on)定義。
MOSFET關(guān)斷時(shí)間間隔圖
第一個(gè)階段是關(guān)斷延遲，需要將CISS電容從初始值放電至米勒平坦電平。在這段時(shí)間內(nèi)，柵極電流由CISS電容器自己提供，并流經(jīng)MOSFET的CGS和CGD電容器。隨著過驅(qū)電壓降低，器件的漏極電壓略有上升，漏極的電流保持不變。
在第二階段，MOSFET的漏源電壓從ID×RDS(on)上升至最終的VDS,off電平，由整流器二極管箝位至輸出電壓。在此時(shí)間段內(nèi)，與柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域?qū)?yīng)，柵極電流完全是CGD電容器的充電電流，因?yàn)闁旁礃O電壓是恒定的。此電流由功率級(jí)旁路電容器提供，并從漏極電流中減去。總漏極電流仍然等于負(fù)載電流。
第三階段的開始用二極管開通表示，因此為負(fù)載電流提供了一個(gè)替代路徑。柵極電壓繼續(xù)從VGS，Miller下降至閥值VTH。
絕大部分柵極電流來自CGS電容器，因?yàn)镃GD電容器實(shí)際上在前一個(gè)階段中就已經(jīng)充滿電了。在此間隔結(jié)束時(shí)，MOSFET處于線性工作狀態(tài)，柵源極電壓下降導(dǎo)致漏極電流減小并接近于零。同時(shí)，由于正向偏置整流器二極管的作用，漏極電壓在VDS,off時(shí)保持穩(wěn)定。
關(guān)斷過程的最后一步是對(duì)器件的輸入電容完全放電。VGS進(jìn)一步下降，直至達(dá)到0V。與第三關(guān)斷階段類似，柵極電流的更大一部分由CGS電容器提供。器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。
概括而言，在四個(gè)階段中，MOSFET晶體管可在最高和最低阻抗?fàn)顟B(tài)（開通或關(guān)斷）間切換。四個(gè)階段的長度是寄生電容值、電容上所需的電壓變化和可用的柵極驅(qū)動(dòng)電流的函數(shù)。這就突顯出正確的組件選擇以及出色的柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)對(duì)于高速高頻開關(guān) 應(yīng)用非常重要。
遺憾的是，這些數(shù)字與特定測(cè)試條件和電阻負(fù)載相對(duì)應(yīng)，因此難以比較不同制造商的產(chǎn)品。而且，在具有限定電感負(fù)載的實(shí)際應(yīng)用中，開關(guān)性能與數(shù)據(jù)表中給出的數(shù)字有顯著差異。
功率損耗
功率應(yīng)用中，MOSFET晶體管的開關(guān)操作會(huì)導(dǎo)致某些不可避免的損耗，具體分為兩類。
首先，比較簡(jiǎn)單的一種是器件的柵極驅(qū)動(dòng)損耗。如前面所述，開通或關(guān)斷MOSFET需要對(duì)CISS電容器充電或放電。當(dāng)電容器上的電壓發(fā)生變化時(shí)，就會(huì)轉(zhuǎn)移一定數(shù)量的電荷。柵極電壓在0V和實(shí)際柵極驅(qū)動(dòng)電壓VDRV之間變化所需的電荷數(shù)量由典型柵極電荷與柵源極電壓曲線的對(duì)比來表征。
典型柵極電荷與柵源極電壓的對(duì)比圖
可以確定，柵極驅(qū)動(dòng)路徑中串聯(lián)歐姆阻抗的組合是耗能分量。在每個(gè)開關(guān)周期中，所需的柵極電荷應(yīng)通過驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻。實(shí)際上，功率損耗與通過電阻器傳輸電荷的快慢無關(guān)。
可以假定，使用低阻值柵極電阻器(<5Ω)時(shí)，大多數(shù)柵極驅(qū)動(dòng)損耗發(fā)生在驅(qū)動(dòng)器中。如果RGATE足夠大，可將IG限制在雙極驅(qū)動(dòng)器的輸出電流能力以下，那么絕大部分柵極驅(qū)動(dòng)功率損耗則發(fā)生在RGATE中。
其次，由于器件會(huì)在短時(shí)間內(nèi)同時(shí)出現(xiàn)高電流和高電壓，因此在傳統(tǒng)感應(yīng)中晶體管會(huì)累積開關(guān)損耗。為了盡可能降低開關(guān)損耗，必須盡量減少此階段的持續(xù)時(shí)間?？纯碝OSFET的開關(guān)流程，此條件限于開關(guān)操作中開關(guān)切換的間隔2和間隔3。這些時(shí)間間隔對(duì)應(yīng)于柵極電壓介于閥值VTH和VGS,Miller之間時(shí)器件的線性運(yùn)行（這會(huì)導(dǎo)致器件的電流發(fā)生變化），以及漏極電壓經(jīng)歷開關(guān)切換時(shí)的米勒平坦區(qū)域。
認(rèn)識(shí)到這一點(diǎn)對(duì)于正確設(shè)計(jì)高速柵極驅(qū)動(dòng)電路來說非常重要。它強(qiáng)調(diào)了這一事實(shí)：柵極驅(qū)動(dòng)器的最重要特性是米勒平坦區(qū)域電壓電平周圍的拉-灌電流能力。峰值電流能力是通過在完整VDRV下對(duì)器件的輸出阻抗進(jìn)行測(cè)量的，與MOSFET的實(shí)際開關(guān)性能關(guān)系不大。真正決定器件開關(guān)時(shí)間的因素是當(dāng)柵源極電壓（即驅(qū)動(dòng)器輸出）約為5V（對(duì)于邏輯電平MOSFET約為2.5V）時(shí)的柵極驅(qū)動(dòng)電流能力。
雖然開關(guān)切換很好理解，但幾乎仍然無法計(jì)算準(zhǔn)確的開關(guān)損耗。原因是在開關(guān)過程中，寄生電感分量的影響會(huì)極大地改變電流和電壓波形以及開關(guān)時(shí)間?？紤]到實(shí)際電路中不同源極電感和漏極電感的影響，本文用二階微分方程來描述電路的實(shí)際波形。由于柵極閥值電壓、MOSFET電容值、驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗等變量具有很大的容差，上述線性近似似乎是非常合理的折衷，可用于估算MOSFET中的開關(guān)損耗。
寄生器件的影響
源極電感（LS）對(duì)開關(guān)性能的影響最大。典型電路中寄生源極電感有兩個(gè)來源：巧妙集成在MOSFET封裝中的源極接合線以及源極引線和共用接地之間的印刷電路板線路電感。這通常是指功率級(jí)高頻濾波器電容器和柵極驅(qū)動(dòng)器的旁路電容器的負(fù)電極。與源極串聯(lián)的電流感應(yīng)電阻器可以向之前的兩個(gè)分量添加更多電感。
在需要源電感器的開關(guān)流程中有兩種機(jī)制。在開關(guān)切換開始時(shí)，柵極電流快速增加。此電流必須流經(jīng)源電感，并根據(jù)電感值減小。因此，對(duì)MOSFET的輸入電容充電/放電所需的時(shí)間延長，從而主要對(duì)開關(guān)延時(shí)（第1步）產(chǎn)生影響。而且，源電感器（LS）和CISS電容器會(huì)形成一個(gè)諧振電路。
柵極驅(qū)動(dòng)諧振電路分量圖
此諧振電路在柵極驅(qū)動(dòng)電壓波形的陡峭邊緣退出，這是在大多數(shù)柵極驅(qū)動(dòng)電路中觀察到振蕩峰值的根本原因。遺憾的是，CISS和源極電感 (LS)之間非常高的Q共振會(huì)通過（或可通過）環(huán)路的串聯(lián)電阻分量衰減，這些分量包括驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗、外部柵極電阻器和內(nèi)部柵極網(wǎng)狀電阻器。需要注意的是，減小電阻值可導(dǎo)致柵極驅(qū)動(dòng)電壓波形過沖，還可提高開通速度。電阻值升高會(huì)導(dǎo)致振蕩欠阻尼并延長開關(guān)時(shí)間，對(duì)于柵極驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)沒有任何好處。
源極電感的第二個(gè)影響是，只要器件的漏極電流快速改變，就會(huì)產(chǎn)生負(fù)反饋。這種影響出現(xiàn)在開通過程的第二階段，以及關(guān)斷過程的第三階段中。在這些階段，柵極電壓處于閾值VTH和VGS,Miller之間，柵極電流由驅(qū)動(dòng)阻抗上的電壓VDRV-VGS定義。為了快速增加漏極電流，必須在源極電感上施加明顯的電壓。此電壓會(huì)降低驅(qū)動(dòng)阻抗上的可用電壓，從而減小柵極驅(qū)動(dòng)電壓的變化率和漏極電流的di/dt。di/dt減小要求源電感上的電壓降低。柵極電流和漏極di/dt之間的微妙平衡通過源極電感器的負(fù)反饋建立。
開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的另一個(gè)寄生電感是漏極電感，同樣由幾個(gè)分量構(gòu)成。它們是晶體管封裝中的封裝電感、與互連關(guān)聯(lián)的所有電感，以及隔離電源中變壓器的泄漏電感。它們串聯(lián)在一起，因此影響相互疊加。它們充當(dāng)MOSFET的開通阻尼器。在開通期間，它們限制漏極電流的di/dt，并將器件上的漏源電壓降低LD×di/dt倍。
可見，漏極電感 (LD)可以顯著降低開通開關(guān)損耗，LD值升高似乎對(duì)開通有利，但當(dāng)漏極電流必須快速下降時(shí)會(huì)拖后腿，導(dǎo)致較大問題。為了支持因MOSFET的關(guān)斷而快速減小漏極電流，在LD上必須形成與開通所對(duì)應(yīng)的相反方向的電壓。此電壓高于VDS,off電平的理論值，在漏源電壓上形成過沖，并增加關(guān)斷開關(guān)損耗。
實(shí)際上，源極電感 (LS) 和漏極電感 (LD) 對(duì)開關(guān)性能的影響非常復(fù)雜。雖然有多種模型可說明MOSFET工作原理，這些模型對(duì)于設(shè)計(jì)人員在實(shí)踐中遇到的應(yīng)用陷阱卻鮮有提及，幾乎所有制造商對(duì)于制造出色的功率MOSFET都有自己獨(dú)特的方法。
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